Phase 3-D
AMSAT-DL Journal


Daniel Orban, ON4AOD
(Übersetzung: Frank Sperber, DL6DBN/AA9KJ)

K-Band Bake und Transponder für AMSAT-Phase 3-D

Dieser Artikel ist eine Zusammenfassung der Notizen und Anmerkungen, die während der Entwurfsphase des K-Band (24 GHz) Transponders samt Bake für Phase 3-D entstanden sind. Zunächst möchten wir einen Überblick über die Entwicklungsgeschichte des Projekts geben und die Berechnungen der für eine brauchbare Funktion erforderlichen Sendeleistung aufzeigen. Anschließend beschreiben wir die Hardware.

Geschichte

Im April 1993 begannen wir ernsthaft mit dem Gedanken zu spielen, etwas für den Phase 3-D Satelliten im K-Band zu machen. Die ursprüngliche Idee war die Konstruktion einer Bake. Wir dachten daran, einige Watt bei 8 GHz zu erzeugen und dieses Signal mit einem Varaktor zu verdreifachen. Dies schlugen wir Dr. Karl Meinzer im Juli '93 vor. Er war es, der uns davon überzeugte, eher einen Transponder als eine reine Bake zu entwickeln.

Das größte Problem war es, die notwendige Sendeleitung von 30 dBm ( 1 Watt) im K-Band zu erzeugen, was dort z. Zt. immer noch eine ganze Menge ist. Darum dachten wir zunächst auch nur an die Bake. Die Möglichkeit, den Transponder tatsächlich zu bauen, kam mit der Verfügbarkeit eines 1 Watt Transistors. Der jetzt vorhandene Transponder wurde von Stefaan Burger, ON4FG, und mir gebaut. Die Verdrahtung und der Test der Endstufe wurde von Peter Pauwels, ON1BPS, und Philip Sanders, ON7IZ, vorgenommen. Bis zum gegenwärtigen Zeitpunkt haben wir einen Prototypen und die Flugversion gebaut. Beide arbeiten ausgezeichnet.

Wieviel Leistung brauchen wir wirklich?

Die Berechnung des Linkbudgets ist nicht gerade einfach, da bislang nur wenige Veröffentlichungen über die Ausbreitung im K-Band existieren. Darum hier die Parameter, die wir berücksichtigt haben:

Die Berechnung des Linkbudgets wird zeigen, daß 800 mW Sendeleistung benötigt werden.

Zusätzlich zum berechneten Budget gibt es eine Reihe weiterer Parameter, die das Signal zusätzlich abschwächen. Wir wissen, daß es sie gibt. Sie genau in die Berechnungen einzubeziehen, scheint aber mit unseren Mitteln aussichtslos. Daher wollen wir nur qualitativ auf einige der Faktoren schauen.

Die Atmosphäre besteht im wesentlichen aus zwei Komponenten: Stickstoff und Sauerstoff. Ihr Verhältnis ist stabil und damit auch ihr Einfluß auf unsere Funkstrecke. Es ist eine dritte Komponente - Wasserdampf - mit seinen veränderlichen Konzentrationen, die den größten und am wenigsten vorhersagbaren Teil an den atmosphärischen Verlusten ausmacht. Die spezifischen Dämpfungen werden mit durchschnittlich 0,15 dB/km für Wasserdampf und 0,01 dB/km für Sauerstoff angegeben.

Regen ist offenkundig ein weiterer wichtiger Grund für Dämpfung. Er absorbiert Mikrowellen und reflektiert bzw. streut sie. Eine akzeptable Annahme für die Absorbtion bei 24 GHz liegt bei 1 dB/km im Falle von 5 mm/h und erreicht 10 dB/km bei einer Regenmenge von 30 mm/h.

Die Faradayrotation als weiterem Faktor beträgt nach einer JPL-Studie 1,1 Grad bei 10 GHz und 0,12 Grad bei 30 GHz.

Die atmosphärischen Verluste werden also manchmal extrem sein und den Empfang unmöglich machen. Man muß sich außerdem vor Augen halten, daß die maximale Absorbtion durch Wasserdampf bei 22 GHz liegt. Dieser Negativfaktor mag mit ein Hauptgrund gewesen sein, weshalb der Amateurfunkdienst das K-Band zugewiesen bekam. Ich würde sagen, daß wir summa summarum 3 dB zur Freiraumstreckendämpfung hinzuzählen müssen, um den Verlusten in der Atmosphäre gerecht zu werden.

Die Linkberechnungen gelten nur für einen Benutzer auf dem Downlink. Wenn die Zahl der Benutzerinnen und Benutzer steigt, nimmt die zur Verfügung stehende Leistung pro Verbindung ab. Tatsächlich sind es jeweils -3 dB bei einer Verdopplung der QSO-Anzahl unter Vermeidung von Intermodulationen. In der Realität kann man wohl sagen, daß bei zwei Nutzern jeder etwa 4 dB weniger Leistung erhalten wird. Von da an ist die Abnahme weniger dramatisch. Da die Bandbreite des Downlinksenders auf 25 kHz begrenzt ist, erwarten wir gar nicht sehr viel mehr Benutzer.

Berechnungen

Die gesamte empfangene Rauschleistung läßt sich wie folgt berechnen:

Wn[mW] = K[mW/Hz K] x Te[K] x B[Hz]

K ist die Boltzmannkonstante 1,38 x 10-20 mW/Hz K
Te ist die effektive Systemrauschtemperatur, die sich aus Te = Tr + Ts zusammensetzt.
Tr berechnet sich nach Tr[K] = 290 (10Ft[dB]/10 - 1), wobei Ft die Gesamtrauschzahl des Empfangssystems ist. Ts, das Himmelsrauschen, läßt sich in verschiedenen Quellen finden.
B ist die Empfängerbandbreite in Hertz

Ft = 2 dB
B = 2400 Hz
Ts = 50 K

Tr = 290 (102/10 - 1) = 169,6 K
Te = 169,6 + 50 = 219,6 K
Wn = 1,38 x 10-20 x 219,6 x 2400 = 7,3 x 10-15 K

Die gesamte Rauschleistung in dBm beträgt:
Pn = 10 log Wn = -141,4 dBm (bzw. -147,4 dBm für 600 Hz CW-Bandbreite)

Die Signalstärke berechnet sich nach:

Ps[dBm] = Ptx[dBm] + Gtx[dB] + Grx[dB] + L[dB] Ptx ist die Senderleistung in dBm
Gtx ist der sendeseitige Antennengewinn
Grx ist der empfangsseitige Antennengewinn
L ist die Streckendämpfung nach L[dB] = 92,45 + 20 log F[GHz] + 20 log d[km], ohne atmosphärische Effekte

F = 24,048 GHz
d = 47000 km
Ptx = 30 dBm
Gtx = 23 dBi
Grx = 35 dBi

L = 92,45 + 20 log 24,048 + 20 log 47000 = 213,5 dB
Ps = 30 + 23 +35 - 213,5 = -125,5 dBm

Daraus ergibt sich ein optimales S/N-Verhältnis von 141,4 -125,5 = 15,9 dBm.

Konzept

Der Transponder wurde auf ähnliche Weise gebaut wie z.B. der S-Sender auf OSCAR 13. Im Grunde ist es ein Transponder nach dem HELAPS-Verfahren, wobei jedoch keine Amplitudenrestauration durchgeführt wird. Der K-Transponder ist in vier Teile untergliedert: Oszillator, untere und obere Hälfte des Transponders sowie die Stromversorgung.

K-TX
Bild 1: Der K-Sender für Phase-3D
links: Oszillator, Stromversorgung und unterer Transponderteil
rechts: oberer Transponderteil und Endstufe

Oszillator

Es gibt eine ganze Reihe von Designs, die für diese Aufgabe geeignet sind. Die Idee, einen Quarzofen zu benutzen, wurde verworfen. Das hat man bei der AMSAT nie zuvor gemacht, und so sind die erzielbaren Ergebnisse nicht vorhersagbar. Der Oszillator sitzt in einer extra Box, um einen Wärmetransfer durch andere Komponenten zu vermeiden.

Unterer Transponderteil

Hier kommen das 10,7 MHz Signal aus der ZF-Matrix und die 65,5 MHz des Oszillators zusammen. Das erzeugte Ausgangssignal liegt auf einer ZF von 469 MHz und die Frequenzaufbereitung von 1179 MHz wird hier generiert. Diese Platine beinhaltet ebenso die Begrenzerschaltung und das 25 kHz Bandpassfilter für den Durchlaßbereich auf der Zwischenfrequenz. Die Schaltung wurde auf Standardepoxydmaterial aufgebaut. Die meisten Filter sind in Helixtechnik ausgeführt.

Stromversorgung

Im gleichen Modul wie der untere Transponderteil sitzt auch das Schaltnetzteil. Es setzt die 28 V des Systembus auf die verschiedenen, benötigten Spannungen um. Das Netzteil sorgt ebenso für die korrekte Einschaltreihenfolge für die Endstufe. Leistungs-FETs mögen es nicht, wenn die Drainspannung vor der Gatevorspannung angelegt wird. Dadurch steigt der Drainstrom extrem an und das Bauteil tendiert zu einem vorzeitigen Tod. Die Spannungsversorgung wurde von Werner Haas, DJ5KQ, entwickelt und gebaut.

Oberer Transponderteil

In diesen Teil gehen die 469 MHz ZF und das LO-Signal von 1179 MHz, heraus kommen 800 mW bei 24,048 GHz. Diese Schaltung ist teilweise in Platinentechnik und zum Teil in Hohlleiterbauweise realisiert worden. Die Umsetzung von 469/1179 MHz nach 7074 MHz LO und 2827 MHz ZF befindet sich auf einer 0,79 mm Teflonplatine. Alle Filter sind in Streifenleitertechnik ausgeführt; für die niedrigeren Frequenz aus Platzgründen in gefalteter Form. Der Verdreifacher von 7 nach 21 GHz ist zum Teil in Streifenleitern zum Teil aber auch in Hohlleitern realisiert. Der Mischer ist vollständig in Hohlleitertechnik ausgeführt worden; ebenso die Filter bei 21 und 24 GHz. Die Endstufen sind dann wieder auf Platinen aufgebaut: 0,25 mm Teflon mit 6 mm Aluminium auf der Rückseite um die Befestung der Steckverbinder und eine ausreichende Endstufenkühlung zu ermöglichen. Alle 24 GHz Verbindungen sind mit SUHNER 3,5 mm ausgeführt worden. Alle anderen Übergänge mit SMA-Verbindungen.

Der Mischer liefert etwa -10 dBm. Dieses Signal wird mit HEMTs auf 11 dBm verstärkt. In zwei weiteren Modulen wird auf 26 dBm und in der Endstufe auf 30 dBm verstärkt. Die Treiber sind HEMTs von Toshiba, die bis 18 GHz spezifiziert wurden aber auch bei 24 GHz gut arbeiten. Bauteilabhängig liefern sie 5 bis 10 dB Verstärkung.

Die Module sind von Fujitsu: FMC2223P1-02 und FMC2223P5-01. Die Bauteile sind bereits intern angepaßt und beinhalten Stromversorgung und Bias-Netzwerke. Sie liefern 21 dBm Leistung bei 12 dB Verstärkung bzw. 28 dBm bei 9 dB Verstärkung. Da sie für 22,4 bis 23,6 GHz angepaßt sind, verlieren wir ein bischen ihrer Leistung. Fujitsu war so nett einige Typen für unsere Anwendung zu testen. Es ergab sich eine um 3 dB geringere Verstärkung. Dies läßt sich teilweise durch eine externe Anpassung ausgleichen.

Die Endstufe basiert auf dem Prototypen eines neuen Transistors von RAYTHEON. Es ist ein 1 Watt PsHEMT mit einer typischen Verstärkung von 7 db bei 2 dB Kompression in einem Frequenzbereich von 22 bis 25 GHz. Dieses Bauteil ist auf zwei Arten besonders. Zunächst ist der Chip auf einem Aluminiumsubstratträger mit Anpaßnetzwerken für Gate und Drain fixiert. Der Hersteller bondet vom Chip zu Aluminiumpads. Alles was der Anwender zu tun hat, ist von diesen Pads zum Schaltungsträger zu bonden. Dies erleichtert die Montage enorm und hilft, eine mechanische Zerstörung des Chips zu verhindern. Wir montierten die Bauteile auf Standard-5880-Rogers Substrat und erzielten sehr gute Resultate. Wir setzten mehrere Bondingdrähte parallel ein, um die Stabilität und Verläßlichkeit zu erhöhen. Als zweites wird der Chipträger offen gelassen. Mit anderen Worten: es gibt kein Gehäuse. Dies reduziert die Bauteilkosten. Normalerweise betragen die Gehäusekosten ein Vielfaches der Chipkosten. Außerdem gibt es für unsere Frequenzen kein wirklich gutes Gehäuse.

Antenne

Nun wollen wir den benötigten Öffnungswinkel für die vollständige Erdabdeckung und daraus den möglichen Gewinn berechnen. Wenn sich der Satellit in einer Entfernung h von der Oberfläche der Erde mit dem Radius R befindet, dann wird die Erde am Satelliten den Öffnungswinkel Psi abdecken.

R = 6371 km
h = 47000 km
Psi = 2 arcsin (1/(1+(h/R))) = 13,7 Grad

Berechnungen für einen Spiegel

Der Öffnungswinkel ist auch: Psi = 70 x Lambda/D
wobei D der Spiegeldurchmesser ist.

D = 70 x Lambda/Psi = 70 x 1,25/13,7 = 6,4 cm

Der Gewinn eines Spiegels mit 6,4 cm Durchmesser wäre:

G = 10 log (4 Pi D x F/Lambda2)

Mit der Brennweite F von 2,6 cm (Annahme: F/D = 0,4) errechnet sich ein Gewinn von:
G = 10 log (4 Pi x 6,4 x 2,6/1,252) = 21,2 dBi

Obwohl diese Werte recht vielversprechend aussehen, gibt es ein Problem mit der Erregung des Parabolspiegels. Sowohl Horn- wie Hohlleitererreger sind mechanisch schwach und könnten den Start im Spiegelbrennpunkt nicht überleben. Ein Cassegrainerreger ist zwar gut, paßt aber nicht in einen so kleinen Spiegel. Der hyperbolische Sekundärreflektor würde zu viel des Primärreflektors verdecken und damit die Effizienz verschlechtern. Wir habe zwar Spezifikationen von Spiegeln mit einem höheren Gewinn als benötigt erhalten, trotzdem halten wir diese Antennenform für keine gute Lösung.

Berechnungen für ein Horn

Der Gewinn eines Horns berechnet sich nach G = AB/Lambda2. Hierin ist A die längere Kante und B die kürzere Kante der Hornöffnung. Die Halbwertsbreite in der E-Ebene ergibt sich zu 51 x Lambda/B. Die Halbwertsbreite in der H-Ebene ist 70 x Lambda/A.

Im Falle einer Hornantenne mit 13,7 Grad Öffnungswinkel bei -3 dB liegt der Gewinn bei 23 dBi. Das wäre ein Horn mit einer 7 cm x 10 cm großen Öffnung und 22 cm Länge. Die Abmessungen eines konisch-linearen Horns liegen ganz in der Nähe.

Wir besitzen bereits die Flugversion einer Hornantenne mit 26,5 dBi Gewinn. Das Horn wurde für gleiche E- und H-Öffnungswinkel und reduzierte Nebenzipfel kompensiert. Daher liegen die -3 dB Punkte dicht bei denen der 23 dB-Version. Durch die Länge von 40 cm kommt der Speisepunkt in die Nähe des Transponderausgangs, und wir sparen Speiseleitung.

Horn
Bild 2: Zeichnung der Horn-Antenne
links: Seitenansicht
rechts: Aufsicht

Das "Phased Array"

Zu guter letzt gibt es auch ein "Phased Array". Im Prinzip ist dies eine größere Anzahl von Dipolelementen auf einem Platinenträger. Die Verstärkerteile könnten auf dem Array integriert werden. Das Array kann elektrisch steuerbar oder in der Form der Strahlungskeule veränderbar ausgelegt werden. Diese Technik ist auf kommerziellen Raumfahrzeugen durchaus üblich. Sie ist zuverlässig und hat ein geringes Gewicht; üblicherweise einige 10 Gramm. Leider gibt es für unser Band keine Phased Arrays von der Stange, was bei Anfertigung und Kauf zu einem Preis von 10.000 bis 20.000 US-$ führen würde.

Glücklicherweise haben die Mitarbeiter des elektrischen Instituts der KUL-Universität in Leuven eine solche Antenne entworfen. Eine mögliche Flugversion wird gerade hergestellt. Es handelt sich um eine 8 x 8 Element-Antenne, die über die Oberfläche gespeist wird.

Optionen?

Die Möglichkeit zum zusätzlichen Einsatz einer vorhanden Wanderfeldröhre mit 10 Watt Ausgangsleistung schied leider aus Gewichtsgründen für Phase 3-D aus. Dadurch wird aber auch nur eine Antenne für die Transistor-PA benötigt. Wir haben uns für das Horn entschieden, da sein Speisepunkt räumlich einfach sehr günstig am Senderausgang liegt. Bei einer längeren Kabelzuführung zum Phased Array wären u.a. die Verluste ungünstig gewesen.

Wie bereits ausgeführt wurde, ist die meiste Arbeit getan. Die Flugversion läuft zum Zeitpunkt, da ich diese Zeilen schreibe, seit etwa vier Wochen problemlos.